发布时间 : 星期日 文章OFDM技术仿真(MATLAB代码)更新完毕开始阅读1327eb6a284ac850ac0242a9
调滤波所产生的延时td=64/Rs。这种延时影响了对信号的接收，从输入(图3.4)输出(图3.26)信号可以看出其细微的差别。处理好延时问题后，接收部分的其他过程将很顺利地进行。和发送部分一样，我们再接收部分定义了各个阶段的变量名称(如图3.20所示)以方便Matlab仿真对各个部分进行分析，其各部分仿真结果如图3.20 到图3.29。
F r(t) r-tilde fc fp=2fc LPF H G 4096 FFT r-info Fs=2/T t0=td r-data 图3.20 OFDM接收模拟 J a-hat I Info-h 4-QAM 限幅器
图3.21 信号r-tilde在点F处的时域响应
可见发送端的信号s(t)经信道传输到达接收端r(t)。首先，在接收端下变频到基带形成信号r-tilde，其各部分分量响应如图3.21所示，再通过与发送端匹配的滤波器进行滤波量得到信号r-info，如图3.23所示，可以发现于图3.21的包络相同这是因为发送信号为调频信号而前面所做的工作只不过是对原始发送信号的解调即恢复出来了信号UOFT，在不考虑信道的噪声的影响所以其与发送端完全一样。然后，通过A /D 转换抽样成数字信号得到OFDM符号数据流r-data，如图3.23所示。接着进行4096点FFT变换。最后，进行检测与译码得到与发送端相同的二进制序列。
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基于MATLAB实现OFDM的仿真
图3.22 信号r-tilde在点F处的频域响应 3.23信号r-info在点G处的时域响应
图3.24 信号r-info在点G处的频域响应
图3.25信号r-data在点H处的时域响应
随机输入一组长为3412的二进制序列，从中截取前20个显示出来，每个比特间隔为T/2，T为基本时间间隔，T = 7/64μs。将随机输入的二进制序列映射到QPSK星座图上，结果如图3.29所示。经编码和映射后的二进制序列变为相应的复数，再经过IFFT、D /A转换器和LPF后输出的调制后的信号波形图如图3.11所示。图3.11为经理想信道传输的OFDM信号,图3.29为经高斯白噪声信道传输的OFDM信号。从图中可以看出在时域内信号幅度值变化近似相等，但是在下图中由于受噪声的干扰信号幅度在短时间内起伏变化很快。图3.10和图3.24为调制输出信号的频谱图，在频谱中可以发现，两者的幅度值变化近似相同，只是受噪声的信号图3.24在接近零幅度处幅度起伏严重，从两者的功率密度谱中对比发现理想信号的边带功率要比存在噪声信号的边带功率大约低-36dB。图3.26为接收信号经A /D转换后的功率谱密度，可以看出理想信号(图3.4)和存在噪声的信号两者在幅度上有微小的变化，只是受噪声影响后信号幅度在接近零点和接近最大值时旁边有很多微小的起伏变化，这就导致两者的功率谱密度的值相差大约30dB。
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图3.26信号r-data在点H处的频域响应 图3.26信号r-data在点H处的频域响应
图3.28 接收端a-hat星座图
图3.27接收端info-h星座图
图3.29 经高斯噪声后传输的OFDM信号 图3.27为经过检测与译码后的信号的星座图，可以看出在理想情况下接收到的QPSK星座图与发送端的QPSK星座图十分接近，在理想情况下接收到的二进制序列与发送端的二进制序列相比在幅度上有微小的差距,相差大约为0.04%，可以认为接收到的数据是正确的；通过高斯白噪声信道接收到的QPSK星座图与发送端的QPSK星座图相比，信号的星座图展宽，但是基本能量还是集中在一点。
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基于MATLAB实现OFDM的仿真
第四章 全文总结
通过建立基于OFDM技术的DVB调制、解调模型，仿真分析了信号通过理想信道和加性高斯白噪声两种信道下的情况，可以证明OFDM系统具有内在的适应性，能够适应高斯信道，各子载波相互正交，所以扩频调制后的频谱可以相互重叠，不但减小了子载波间的干扰，还大大提高了频谱利用率。所以，作为第四代移动通信的主流技术，应该广泛的应用到各种通信技术当中，提高数据传输速率和传输的可靠性。
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