发布时间 : 星期二 文章有源箝位变压器的高边或低边调整技术更新完毕开始阅读9b23581655270722192ef72d
1 引言
有源箝位变压器调整技术提供了覆盖传统单端调整技术在内的许多非常有用的信息，包括主MOSFET低的电压应力、零电压开关能力、降低电磁干扰(EMI)和超过50%的工作占空系数。虽然单端正激变换器采用有源箝位是不可否定的最流行的电源拓扑，但其同样的优点也可以应用于反激式变换器。
许多出版物比较过包括广泛采用RCD箝位的有源箝位、第三绕组箝位和谐振调整技术在内的性能优点。但是，为了获得最佳的系统电路性能，对如何最佳应用有源箝位技术还需要按使用要求考虑一些特殊设计。
在所有关于有源箝位技术的文章中，可以看到箝位电路不是应用于高边直接跨接在变压器的初级绕组的两端就是用于低边直接跨接于主MOSFET开关的漏极到源极之间。甚至更有意思的是，许多文章的作者似乎同样地按其应用划分为高边调整技术或低边调整技术，这被认为是最好的，但其原因则很少或没有进行说明。
高边应用有源箝位变压器调整技术和低边应用该技术，两者之间存在着细微的但又是值得重视的差别。各自不同的应用将导致不同的变换功能，在箝位电路调整期间，同样地也产生不同的电压值，箝位电容器的容量和电压比率对其具有直接的影响。故应分别地为每一种情况考虑门脉冲驱动电路。
2 低边箝位
图1所示为低边箝位应用于具有标准全波整流输出和LC滤波器的单端正激变换器基本电路图。无论什么时候，主MOSFET，Q1是导通的，全部输入电压被用于变压器两端产生磁化电感，这被称为功率变换模式。
相反，无论什么时候，辅助MOSFET Q2是导通的，箝位电压和输入电压两者之间所不同的是，箝位电压跨接在变压器两端产生磁化电感。这被称为变压器的调整周期。
具体针对低边箝位辅助MOSFET Q2的实际情况，因为要使体二极管导通，则必须采用P-信道器件。这也说明Q2仅仅传送变压器的磁化电流，与作为参照的负载电流比较，则磁化电流的平均值很小。由于这个原因，低的RDS(ON)仅与次级绕组有关，故确定低门脉冲电荷的MOSFET应放在初级绕组考虑。
忽略掉漏电感的影响，作为低边箝位的变换函数可以应用变压器两端的磁化电感量伏-秒平衡原理进行推导得出：
D×VIN=(1-D)×VC(LS)-(1-D)VIN (1)
式中，D是占空比，VIN为输入到箝位电路的电压，VC(LS)是箝位电压。
人们注意到，中给出的变换函数，同样的也可用作无隔离升压变换器的变换函数，同时，这也是为什么低边箝位通常表现为升压型箝位的原因。
式(2)的结果给出了输入电压和箝位电压两者之间关系的变换函数表达式。但是，从图1我们注意到，无论什么时候，Q2是导通的，箝位电压被用来直接跨接在Q1的漏极到源极连接之上，并且，变压器初级绕组没有磁化电感量。
在变压器的调整周期期间，对变压器初级的圆点极性要反转，因此，该电压施加于变压器初级时被定义为：
VRESET(LS)=VC(LS)-VIN (4)
为什么箝位电压和变压器调整电压随固定的Vo值和固定的变压器匝数比而变化。对Vo采用4V的电压值(3.3V加上一些附加电压降)，首先给出了式(7)的曲线，同时示出了不同的变压器匝数比N。
根据有源箝位设计的观点，如图2所示，它们有助于用绘制图表的方法开始功率级的设计。此时，变压器的匝比可以在每个输入电压极值时选择，以得到相对恒定的
电压VDS(LS)。典型的正激变换器工作在整个通信设备的输入电压范围内(36VMOSFET电压也是从箝位电容器CCL测得的。如此，箝位电容器必须合理地选择，以经受得住整个箝位电压加上任何附加电压降的考验。选择匝比为6的变压器调整电压VRESET(LS)由式(8)给出，这样也可以对照绘制出输入电压的变化情况。
3 用作低边箝位的门脉冲驱动考虑
无论是从PWM或从门脉冲驱动器的集成电路中取得，Q1栅极到源极的电压VOUT必须在相位上与VAUX同步，如在图4中所示的时间图表(静止时间的延迟没有示出)。采用先进的PWM控制器，例如UCC2891简化了驱动两个MOSFET开关的工作。与内部的±2A驱动一起，用户可编程静止时间和精确的最大占空比箝位，作为在低边有源箝位的应用，UCC2891提供了准确的相位调整和明确的控制意向。
4 高边箝位
高边箝位适用于在同样的基本单端正激变换器。与低边箝位相同的是，无论什么时候，主MOSFET Q1是导通的，全部的输入电压被施加于变压器两端产生磁化电感，故其被称之为功率变换模式。无论什么时候，辅助MOSFET Q2也是导通的，箝位电压VC(HS)被直接地施加于变压器的两端产生磁化电感，这被称为变压器的调整周期。这是与低边箝位电压VC(LS)的情况完全不同的，该箝位电压VC(LS)是被直接地施加于主MOSFET的漏极—源极连接处两端的。
仅仅因为体二极管的使用方法问题，高边箝位辅助MOSFET Q2必须用N-信道器件。而与低边箝位电路相似的是，支配Q2中损耗的是门脉冲电荷和开关损耗，为此，应该记住，MOSFET要根据相同的低门脉冲电荷的考虑进行选用。
忽略掉漏电感的影响，高边箝位的变换函数可以再次用变压器两端产生的磁化电感伏-秒平衡原理推导出来：
D×VIN=(1-D)×VC(HS) (10)
我们注意到，式(11)给出的变换函数是与非隔离反激变换器的变换函数相同的，这是为什么高边箝位通常被称为反激式箝位的原因。
运算结果给出了输入电压和箝位电压两者之间变换函数的表达式。但是，无论什么时候，Q2是导通的，箝位电压被直接地施加于变压器初级的两端产生磁化电感，在变压器调整周期期间，变压器初级用圆点表示的极性应被颠倒，因此，电压施加于主MOSFET Q1的漏极—源极之间，可以写成：
VDS(HS)=VIN+VC(HS) (13)
现在，运算结果可以用固定的VO值和固定的变压器匝比N以图解法表述箝位电压和变压器调整电压怎样随输出电压变化。利用上述相同的VO为4V(3.3V+若干附加电压降)的值，运算结果用图解在图6中表示，同时，它们也示出了不同的变压器匝比N。
5 用作高边箝位的门脉冲驱动考虑
高边箝位利用N-信道辅助MOSFET。假设PWM控制器不存在内部的高边驱动级，则如图8所示的1∶1门脉冲驱动的变压器布局可以被使用。用作高边有源箝位电路的Q1栅极—源极电压VOUT与VAUX的相位差必须是不同步的。
6 箝位电容器的选择
理想的情况是，箝位电容器的选择将允许存在一些电压纹波，但是，对于主MOSFET Q1，则不能大于加在附加的漏极—源极电压应力。允许存在接近于20%的电压纹波，但要严密地注意Q1上的电压VDS。
7 因为单端功率变换应用要求对箝位电路存在绝对的最低电压应力，故高边箝位是最佳选择