发布时间 : 星期三 文章基于H型主电路的直流PWM-M可逆调速系统设计1更新完毕开始阅读ea58f924af45b307e8719733
武汉理工大学《运动控制系统》课程设计说明书
慢的。反电动势对电流环来说只是一个变化缓慢的扰动作用，在电流调节器的调节过程中可以近似地认为E基本不变。因此在设计电流环时可以简化计算略去反电动势E对内环地影响，将电流闭环的动态结构简化为单位负反馈形式并将脉宽调制器和PWM变换器的滞后时间T与电流反馈滤波时间Toi两个小的时间常数所对应的两个小惯性合并为一个小惯性时间环节，即Ti?T?Toi，于是得到如图6的电流简化动态结构图。
?电流环即可设计成典型I型系统也可设计成典型II型系统，一方面取决于对电流环的动态要求，并且典型I系统的跟随性能优于抗扰性，而典型II型系统的抗扰性优于跟随性。电流环的一项重要作用就是保持电枢电流动态过程中不超过允许值，因而在突加控制作用时不希望有超调，或者超调量越小越好。从这个观点出发，应该把电流环效正成典型I系统。另一方面电流环还有对电网电压波动及时调节的作用，为了提高其抗扰性能，有希望把电流环效正成典型II系统。在一般情况下，当控制对象的两个时间常数之比
Tl/Ti?10时，典型I系统的抗扰恢复时间还是可以接受的，因此，效正成典型I型系统，
?显然采用PI调节器，其传递函数为：
WACR?S??Ki
电流调节器的参数包括Ki和?i，为了让调节器零点对消掉控制对象的大时间常数极点，取?i=Tl。按二阶最佳系统效正，在一般情况下，希望超调量σ%≤5%时，查表得阻尼比ζ=0.7070，KITi=0.5，因此
?Ki?TlR （1－2）
2KS?T?i?is?1 （1—1） ?is1.4.2 转速调节器的设计
由自动控制基本理论推导可得，电流环不论是典型I型花或是典型II型化在一定的近似条件下都可以等效为一个惯性环节，写成通式为：
1Wcli(s)??aTis?1? （1—3）
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若典型I型化且ζ=0.707，KITi=0.5，则a=2。若典型II型化h=5,m=0.1.则a=5/6。
?由上式画出转速闭环的动态结构图，将它简化为单位负反馈形式并将两个小惯性合并为一个小惯性，即将转速给定及转速反馈的滤波时间常数Ton与电流环等效时间常数aTi?合并为转速环小惯性时间常数TN.由于要求转速对负载扰动无静差，则在ASR中必须含
?有积分环节，取ASR为PI调节器，因此转速环必然按典型II型系统设计。若只考虑给定信号的作用则得到简化的转速环的动态结构图如图7所示，这里有
TN?Ton?aTi （1—4）
??
图7 转速调节闭环等效动态结构图
可见，上图已具备典型II型系统的标准形式，ASR调节器的参数按以下各式计算即可 KN?Kn?Rh?1?2 （1—5）
?n?CeTm2hTn2? ?n?hTn （1—6）
? Kn?
(h?1)?CeTm （1—7）
2h?RTn? 10
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2 可逆PWM变换器
2.1可逆PWM变换器工作原理
可逆变换器主电路的结构形式有H型、T型等多种类型，现在选用常用的H型变换器，它是由4个电力晶体管和4个续流二极管组成的桥式电路。H型变换器在控制方式上分为双极式、单极式和受限式三种。本设计选用双极式H型PWM变换器。
图8绘出了双极式H型PWM变换器的电路原理图。VT1和VT4同时导通和关断，其驱动电压Ub1和Ub4；VT2和VT3同时动作，其驱动电压Ub2=Ub3 =?Ub1。它们的波形如图9所示。在一个开关周期内，当0≤t ≤ton时，Ub1和Ub4为正，晶体管VT1和VT4饱和导通；而Ub2和
Ub3为负，VT2和VT3截止。这是，＋US加在电枢AB两端, UAB=US,电枢电流id沿回路1
流通。ton≤t ≤T时，Ub1和Ub4变负，VT1和VT4截止；Ub2、Ub3变正，但VT2、VT3并不
VD2、VD3续流，VD3能立即导通，因为在电枢电感释放储能的作用下，di沿回路2经VD2、
上的压降使VT2、VT3c-e极承受反压，这时，UAB=?Us。UAB在一个周期内正负相间，这是双极式PWM变换器的特征。
图8双极式H型PWM变换器电路
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图9 双极式PWM变换器电压和电流波形
双极式可逆PWM变换器电枢平均端电压为：
tT?ton2t Ud?onUs?Us?(on?1)US （2—1）
TTTU以?=d定义PWM电压的占空比，则
Us2t ?=on?1 （2—2）
Tρ的变化范围为?1 ≤ρ≤1。当ρ为正值时，电动机正转；ρ为负值时，电动机反转；ρ＝0时，电动机停止。在ρ＝0时虽然电机不动，电枢两端的瞬时电和瞬时电流都不是零，而是交变的。这个交变电流平均值为零，不产生平均转矩，陡然增大电机的损耗。但它的好处是使电机带有高频的微振，起着所谓“动力润滑”的作用，消除正、反向的静摩擦死区。
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